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  • 推挽变换器漏感电压尖峰详解
    • 发布时间:2023-03-28 15:26:10
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    推挽变换器漏感电压尖峰详解
    推挽,在国内逆变行业无处没有它的身影,最多的还是车载逆变器。由于其电路简单,功率管数量少,占用PCB空间也少。但其推挽所选功率管需要2倍输入电压特性,在低压大电流点路中再合适不过,也成为逆变电源工程师设计之首选。
    正是因为看似简单的一个拓扑,确让很多设计师望而却步,因为推挽有一个最头疼的问题,电压尖峰。
    通常推挽拓扑中功率管选用都是MOSFET,而MOSFET失效最多原因往往不是电流而是电压,这正是由于推挽变换器漏感所致。这就迫使设计师不得不降低变压器漏感,选用更高耐压功率管,甚至加入各种吸收电路来满足设计要求,但是却发现都不能从根本上解决问题。
    下面研究一下电压尖峰的产生机制
    高频变器设计时,总会或多或少存在一定漏感,当其中一只功率管VT1导通时,变压器要向副边传送能量,就会有电流流过变压器绕组Lp1,而变压器漏感可以看作一个独立电感Lm1串联在电路中,在电流流过Lp1时储存能量,并在功率管关断后释放能量,如果Lm1储存的能量在死区时间内没有完全释放,在另一只功率管VT2导通时,这就形成了很高电压尖峰。
    推挽 漏感 尖峰
    大家都知道MOSFET制作工艺时体内有3个电容,输入电容GS,输出电容DS,和反向传输电容DG。这个输出电容Coss对尖峰有一定吸收作用,如果漏感能量足够小,可以得到有效的吸收。如果漏感能量很大,就会在Coss上形成很高电压,损坏MOSFET管。
    要想控制推挽拓扑工作在2倍左右输出电压,就要让功率管接近关断时,电流下降接近为0,才能避免尖峰电压的产生,这里就需要用到软开关电路。
    但是要做到软开关条件是很苛刻的,一般需要占空比和死区时间恒定时才能达到。那么只有占空比最大时,通过设置好合理的死区时间,可以达到软开关条件。
    所以这里就有2大难题需要我们解决:
    1:闭环工作时的电压尖峰。(占空比没有达到最大时)
    2:开环工作时的电压尖峰。(最大占空比时)
    既然我们可以用软开关解决开环工作时MOSFET的电压尖峰,那么我们可以让机器在开机和空载时处于闭环状态,减少待机功耗。带载后工作在开环。因为空载时高频变压器向副边传递的能量只有待机损耗,变压器漏感储存的能量并不大,漏感尖峰在很小范围,这样就能保证MOSFET工作在安全范围。
    接下来首先要解决的是软开关。我们先来看看软开关电路结构。
    推挽 漏感 尖峰
    这是一个很常用的谐振电路,Lr为副边谐振电感,Cr为副边谐振电容,通过调节Lr和Cr来调节输出阻抗,使谐振频率等于工作频率,也就是使变换器工作在容性和感性的临界区域,此时副边的工作电流呈正弦。(调节Lr和Cr可以控制副边电流的上升弧度完全正弦,Cr可以起到隔直作用,防止变压器偏磁。)
    下面这张波形为变换器工作在满载开环下的波形图。
    黄色为副边Lr的电流波形,蓝色为推挽其中一只功率管的VDS电压波形
    推挽 漏感 尖峰
    上图黄色为开关管驱动波形,蓝色为VDS电压波形
    不难看出,初级边功率管工作在0电压开关模式下,副边整流二极管工作在0电流开关模式下,由于高频变压器初次级耦合存在漏感,副边整流二极管在电流为0时,初级任然有一定电流流过,当然这个电流很小,这样在功率管关断后,变压器漏感储存的能量能够加速功率管的Coss电容呈线性充电,同时也给另一只功率管创造了0电压导通条件。调节合适死区时间来满足漏感能量给Coss充电过程。就可以实现功率管工作电压在2倍输入电压下。
    闭环工作时有2种模式:
    1:开机软启动时。
    2:空载或者负载很轻时。
    下面来看一张开机MOSFET的电压波形
    推挽 漏感 尖峰
    这是输入24V电压下功率MOSFET的电压尖峰,如果选用100VMOSFET,也是是相当危险。
    下图为处理后的开机电压尖峰波形,基本上已经控制在2倍输入电压下。
    推挽 漏感 尖峰
    接下来依次讲解处理开机电压尖峰的处理办法。
    米勒效应在MOS驱动中臭名昭著,他是由MOS管的米勒电容引发的米勒效应,在MOS管开通过程中,GS电压上升到某一电压值后GS电压有一段稳定值,过后GS电压又开始上升直至完全导通。
    为什么会有稳定值这段呢?因为,在MOS开通前,D极电压大于G极电压,MOS寄生电容Cgd储存的电量需要在其导通时注入G极的电荷与其中和,因MOS完全导通后G极电压大于D极电压。米勒效应会严重增加MOS的开通损耗。
    所以就出现了所谓的图腾驱动!选择MOS时,Cgd越小开通损耗就越小。米勒效应不可能完全消失。
    MOS上的电压尖峰,这个尖峰电压是不是等于输入电压+反射电压+漏感电压
    1.开关损耗大。开通时,开关器件的电流上升和电压下降同时进行;关断时,电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗,该损耗随开关频率的提高而急速增加。
    2.感性关断电尖峰大。当器件关断时,电路的感性元件感应出尖峰电压,开关频率愈高,关断愈快,该感应电压愈高。此电压加在开关器件两端,易造成器件击穿。
    3.容性开通电流尖峰大。当开关器件在很高的电压下开通时,储存在开关器件结电容中的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率愈高,开通电流尖峰愈大,从而引起器件过热损坏。另外,二极管由导通变为截止时存在反向恢复期,开关管在此期间内的开通动作,易产生很大的冲击电流。频率愈高,该冲击电流愈大,对器件的安全运行造成危害。
    4.电磁干扰严重。随着频率提高,电路中的di/dt和dv/dt增大,从而导致电磁干扰(EMI)增大,影响整流器和周围电子设备的工作。
    软开关是在硬开关电路的基础上,加入电感、电容等谐振器件,在开关转换过程中引入谐振过程,开关在其两端的电压为零时导通;或使流过开关器件的电流为零时关断,使开关条件得以改善,降低硬开关的开关损耗和开关噪声,从而提高了电路的效率
    QR, 有人叫“类共振”,也叫做“准谐振”。
    基本架构还是Flyback,只不过是利用变压器漏感形成类似共振的效果。有共振当然电压波形就会有出现弦波,再利用弦波的波谷段将MOSFET导通,此时在MOSFET D-S 两端的VDS最小,以此达到减少切换损失达成高效率的要求。MOSFET导通时VDS最小,就是导通时的dv/dt最小,EMI特性会大大优化。
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